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基于IC控制器FAN4810的500WPFC电源的设计

基于IC控制器FAN4810的500WPFC电源的设计 2011年12月09日 来源： 摘要：介绍了PFC控制器FAN4810的主要特性，同时给出了基于FAN4810的500W高性能PFC预调节器的设计程序与方法。

关键词：FAN4810；PFC变换器；电路设计

0 引言

将基于功率因数控制器的有源功率因数校正（PFC）预调节器应用于分布式电源系统的前端时，能使非线性负载呈现纯电阻性，迫使桥式整流器的输入电流正比于输入电压，并且与线路电压保持同相位，因而线路功率因数几乎达到1。有源PFC预调节器的DC输出电压必须高于AC线路电压的峰值。对于270V的AC最高输入线路电压，PFC升压变换器的DC输出稳定电压通常是385V或400V。基于美国飞兆半导体公司功率因数控制器FAN4810的PFC升压变换器，有着宽输入电压范围和宽输出功率电平，符合IEC1000-3-2规范和UL1950标准，具有超快速PFC响应。本文简要介绍了PFC控制器FAN4810的主要特点，给出了完整的应用电路，重点介绍了利用FAN4810控制器的500WPFC预变换器设计。

1 FAN4810的基本结构及主要特点

FAN4810采用16引脚DIP和16引脚SOIC封装，芯片电路组成框图如图1所示。

图1 FAN4810芯片电路组成框图

FAN4810是一种平均电流、连续升压前沿PFC控制器，其主要特点如下：

1）含有Tri-faultDetectTM功能，符合UL1950安全标准。万一反馈通路失效，反馈脚VFB上电压太高、太低或开路，三故障（Tri-fault）检测电路将终止PFC驱动；

2）压摆率增强的跨导电流误差放大器（IEA），提供超快速PFC响应；

3）内置增益调制器，并且有3个输入，即AC线路电流参考输入IAC、AC线路电压检测输入VRMS和PFC输出电压反馈误差放大器（VEA）输出VEAO，这种3输入增益调制器，对PFC起核心控制作用；

4）带有输出过电压保护（OVP）、输入电压过低（brown-out）保护、VCC欠压锁定（UVLO）、峰值电流限制和软启动功能；

5）带开/关PWM时钟输入（脚CLKSD）和同步时钟输出（脚CLKOUT）；

6）VCC启动门限为13V，关闭门限是10.8V，启动电流约200μA，在VCC=15V下的工作电流约5.5mA；

7）栅极驱动电流容量达±1A。

2 应用电路与设计

2.1 应用电路及操作

图2示出了由FAN4810组成的一个500W有源PFC升压变换器电路。

图2 基于FAN4810的500WPFC预变换器电路

在接通AC线路电源后，当电容C15通过R13和R14被充电到13V时，FAN4810启动。启动时，在PFC开关Q1导通之前，为保证PFC操作，通过二极管D2的电流迅速对C5充电到AC线路电压峰值。当Q1关断时，C5上电压经L1升压至400V。升压电感器L1的辅助绕组及D3，D4，C12，C16和R10，C15组成的全波整流滤波电路，为FAN4810脚VCC提供15V的DC工作电压。Q4，R16和C20等组成软启动电路，FAN4810误差放大器输出VEAO被迫跟随Q4对C20充电。当C20被充电至VREF（7.5V）时，Q4截止。

2.2 设计程序与方法

2.2.1 PFC升压变换器基本参数

图2所示的PFC升压变换器电路主要参数为：

输出功率 Po=500W；

最低AC线路电压 VMIN=80V；

最高AC线路电压 VMAX=264V；

DC输出电压 Vo=400V（正常值），最小值Vo(MIN)=300V；

变换效率 η=0.93；

开关频率 fs=100kHz；

总电流谐波失真 THD=5％。

2.2.2 主要电路和元件参数选取

根据PFC变换器的技术条件和FAN4810的电气特性，可以确定主要元件的选取。

2.2.2.1 升压电感器L1电感值的确定

PFC变换器在连续导通模式（CCM）下工作，最大峰值AC线路电流IIN（PK）为

IIN(PK)===9.5A

高频电流峰—峰值ΔI可按IIN(PK)的20％来处理，即ΔI=9.5A×20％=1.9A。通过L1的最大电流为

IL(MAX)=IIN(PK)＋ΔI/2=9.5A＋1.9A/2=10.45A

开关占空因数D为

D==0.717

L1的电感值可由式（1）确定。

L= （1）

将相关数据代入式（1）得到L=426μH，可选择420μH（电流容量为10A）。

2.2.2.2 输出电容C5的选择

支持（hold-up）时间tHLD是确定C5容值的主要依据。tHLD是在AC电源中断之后，变换器输出仍然在规定范围的保持时间。其间，C5中储存的能量J=PotHLD，同时还可表示为J=〔CVo2－C〕，由此可得

C=（2）

可选取tHLD=20ms，同时将Po=500W，Vo=400V和Vo(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可选择330μF/450V的高压铝电解电容器。

2.2.2.3 振荡器定时元件R6和C18的选择

FAN4810脚7外部电阻R6和电容C18共同设置振荡器频率fs。

fs=（3）

由于fs=100kHz，若选择C18=470pF，R6的阻值为41.75kΩ，可选取41.2kΩ。

2.2.2.4 增益调制器输入电路元件的选择

增益调制器在脚2（IAC）上的输入电流由电阻R1(R1A＋R1B)来编程。R1可利用式（4）确定。

R1≤（4）

式中：GMAX=2，是增益调制器最大增益；

RMO=3.6kΩ，是增益调制器输出电阻；

VGMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大输出电压。

又VMIN=80V，据此可得R1=1.06MΩ，可采用两只453kΩ的电阻串联而成，功耗均为（1/8）W。

R2(R2A＋R2B)和R3与R4组成电阻分压器，同时R2，R3，R4和C3，C2组成两级低通滤波器。为使增益调制器在低AC线路电压VMIN下有一个最大增益，电阻分压比必须给出一个1.1V的平均DC电压施加到FAN4810的脚4（VRMS）。平均线路电压VAV为

VAV=VMIN=×80=72.1V

通常R2＋R3取1MΩ左右。若取R2(R2A＋R2B)=R1=2×453kΩ=906kΩ，则R3的数值可选取100kΩ。

由于FAN4810脚4上的电压是1.1V，通过R2和R3的电流为

I(R2＋R3)===70.5μA

这一电流绝大部分通过R4，因而R4近似为

R4==15.67kΩ

可选取R4=15.8kΩ。

滤波电容C3和C2分别由式（5）和式（6）确定。

C3=（5）

C2=（6）

式中：f1=15Hz和f2=23Hz分别是两级滤波器的极点频率。

将相关数据代入式（5）和式（6），根据计算结果，C3可选择0.1μF/50V、C2选择0.47μF/16V的标准电容器。

2.2.2. 电流感测电阻R5的选择

FAN4810脚3通过R17和C19组成的滤波电路连接电流感测电阻R5(R5A＋R5B)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压，以保护脚3（ISENSE）。R5上的电压降不应超过IC中增益调制器最大输出增益VGMO(MAX)，即

R5≤VGMO(MAX)/IL(MAX)（7）

式中：VGMO(MAX)=0.75V，IL(MAX)=10.45A。

因此，R5≤0.072Ω，可选择0.05Ω，用两只0.025Ω(3W)的电阻串联在一起。

2.2.2.6 电流误差放大器补偿网络元件的选择

FAN4810脚1（IEAO）与脚14（VREF）之间连接的R12，C6和C7，组成电流误差放大器补偿网络。

FAN4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率fc(c1)上电流环路的开环增益GPWM(BOOST)为

GPWM(BOOST)=（8）

式中：fc(c1)=0.1fs=10kHz；

VRAMP=2.5V为振荡器斜坡谷—峰值电压；

Vo=400V，Rs=R5=0.05Ω，L=420μH。

因此根据式（8）可得GPWM(BOOST)=0.303。

在跨越频率上的电流误差放大器增益为

Gc(c)==3.3

R12可通过式（9）计算。

R12=Gc(c)/G(ca)（9）

式中：电流误差放大器跨导G(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。

因此R12=3.3/0.1mS=33kΩ，实际选择33.2kΩ。

电容C6和C7容值分别利用式（10）和式（11）计算。

C6=（10）

C7=（11）

式中：fc1(z)=0.2fc(c1)=2kHz，fc1(p)=10fc(c1)=100kHz，

分别是两个补偿网络的零点和极点频率。根据式（10）和式（11）计算C6=2.39nF，C7=47.9pF，实际选取C6=2.2nF，C7=47pF。

2.2.2.7 电压误差放大器补偿网络元件的选取

R7(R7A＋R7B＋R7C)和R8组成的电阻分压器，为电压调整环路提供反馈信号，并施加到FAN4810的脚15（FB）。电压误差放大器输出端（脚16）与地之间连接的R11，C8和R7，组成电压环路的补偿网络。

电压误差放大器的同相输入端，在内部连接2.5V的参考电压。推荐R8=2.37kΩ，流过R8的电流为

IR8=VREF/R8=2.5V/2.37kΩ=1.055mA

R7可利用式（12）计算。

R7≈(VBUS－VREF)/IR8（12）

式中：VBUS=400V，为DC总线电压。

根据式（12）可得R7=376.78kΩ，可选取381kΩ，用3只127kΩ的电阻（R7A，R7B和R7C）相串联。

在电压误差放大器补偿网络中，电容C9主要用于衰减二次谐波。C9的容值可通过式（13）计算。

C9=（13）

式中：fin为AC输入线路频率(50/60Hz)；

ZEA(SH)是在二次谐波频率上的电压误差放大器阻抗。

在PFC变换器输出电容C5（330μF）上的二次谐波电压纹波经R7和R8组成的电阻分压器和FAN4810的脚15（VFB），反馈到电压误差放大器反相输入端（同相输入端为2.5V的参考电压）。电压误差放大器的输出电压范围从0.1V到6.7V，跨导gva=0.065mS，结合DC输出电压分压比R8/(R7＋R8)，可以计算出在二次谐波频率上误差放大器增益GEA(SH)=7.33。因此，可以计算出ZEA(SH)=GEA(SH)/0.065mS=112769Ω。将该数值和fin=60Hz代入式（13）得到C9=0.011μF，可选择0.01μF/50V的标准电容器。

飞兆（Fairchild）半导体公司建议FAN4810电压控制环路的跨越频率fc(v1)=30Hz，零点频率fv1(z)=3Hz。不难计算在跨越频率（30Hz）上电压误差放大器增益GEA(FC)=36.7，于是补偿网络中电阻R11的取值为

R11=（14）

将GEA(FC)=36.7和gva=0.065mS代入式（14）得到R11=508.15kΩ，可选择510kΩ的标准电阻。

电容C8可通过式（15）计算。

C8=（15）

将fv1(z)=3Hz和R11=510kΩ代入式（15），得到C8=0.104μF，可选择0.1μF的标准值。

2.2.2.8 功率开关Q1和升压二极管D1的选择

Q1和D1的耐压至少是500V，以能安全承受400V的DC升压电压。由于通过升压电感器L1的最大峰值电流IL(MAX)=10.45A，故Q1和D1的峰值电流容量不能低于10.45A。推荐升压二极管D1选用ISL9R1560P2 ，Q1选用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或选用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2 D等IGBTs。

3 实验结果

对于图2所示的PFC升压变换器电路，按设计结果选择元器件，焊接在PCB上经检查无误后，在AC输入端串接上AC250V/8A的保险丝F1。为安全起见，可在输出端（香蕉插头J3和J4）接100W的负载，并接一块DC电压表。在输入端（J1和J2）连接一个隔离可调的AC电源（通常为交流调压器），使AC输入电压从零缓慢增加到90V时，PFC变换器输出在5s之内应为DC（400±5）V。当断开AC输入时，输出电压应降至零。尔后，在PFC输出端接500W负载。

当负载从50W逐步增加到500W时，变换器效率和THD变化曲线如图3所示。图4为AC输入电流波形，图5为PFC变换器输入电压（经全波整流的AC线路电压）和DC输出电压纹波波形。

图3 效率、THD与输出功率关系曲线

图4 AC线路输入电流波形

图5 输入电压及输出电压纹波波形

4 结语

采用带Tri-fault DetectTM功能的连续模式平均电流型功率因数控制器FAN4810设计的500WPFC升压变换器，工作稳定可靠，AC输入电流谐波被控制在IEC61000-3-2标准限量之内，线路功率因数达0.99－0.995。

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